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Intel 프로세서 전력 전송 디자인 가이드라인과 사양 : Vdroop 설명

전력 조정 설명

허용오차는 어떠한 엔지니어링에서도 필요하다. 이것들을 너무 조이면 당신은 컴포넌트 값들의 조합을 찾을 수 있으며, 제조상의 불확실성과 디자인 마진이 유효한 환경 기준을 통과하지 못하는 상황을 만들 것이다. 이것들을 너무 풀어 놓으면 성능상에 대한 불이익을 받는다. 이런경우, 디자이너들은 수많은 변수들을 만드는데, 몇몇 변수들은 소비자에게는 완전히 가려질 수 있다. 적응성과 적합성 조건과, 기술 사양, (RoHS, ISO9000 등등의) 제조 인증에 대한 집착, 데이터와 실행 품질 보증 가능성, 부품 조달/선적 기한, 그리고 총 원가가 모두 예산 안에 들어가야 한다. 가끔씩 소비자들은 압도적인 양의 시간과 자원이 발매 전 충분한 디자인 개발과 테스트에 쓰인다는 것을 모르고 있다. 재생산 하고 재작업하는 것들이 개발 단계에서는 여전히 싼 편이지만 ; 가격은 RTM 제품이 나올 때 엄청나게 비싸게 된다. 이때 이런 전력 조정 회로는 어떤 일을 하는가? 짧게 대답하자면, 우리가 보는것, 이게 다이다.

요점으로 가자! 이 게시물은 입력되는 전압을 프로세서가 소비할 수 있는 Vcc로 전환하기 위해 DC/DC 레귤레이터의 디자인 형식을 포함한 작동의 원리 방식을 정의하여, 현재 세대의 Intel 프로세서들의 코어 전력 전송 요구에 필요한 전력요구 전송 회로의 기본 기능설명을 하려는 것이다. 한정된 메인보드를 위한 Vcc 레귤레이터 디자인은 꼭 만족할만한 성능을 보증하기 위해 보드에서 지원하는 모든 프로세서의 사양에 맞추어야 한다. 게다가, 디자인 사양을 벗어난 프로세서의 작동은 전력 전송 솔류션에 부하를 가중시켜 불안정성과 작동의 신뢰성이 떨어지는 결과를 초래할 수 있다.

(만약 당신이 영국/유럽이나 호주에 있다면 220~240VAC이거나) 120VAC에서 정류하는 파워서플라이 같지 않게 정류되는 전력은 (주로) 3.3v, ±5v, 그리고 ±12v 직류 전류이며 이것이 현세대 시스템에 쓰이며, 펄스폭 변조 내장 회로(PWMIC)는 실제로 메인보드의 DC/DC 컨버터의 전압 강하쪽에서 볼 수 있다. 이것이 의미하는 바는, 높은 전압의 DC 공급 라인은 요구되는 Vcc (이거나 프로세서 코어 전압) 로 조정되어 낮아져서 고주파 스위칭 PWM 회로에 쓰인다는 뜻이다. 그림 1이 보통의 전압 조정 강하 설정 (Voltage Regulator Down (VRD)) 에 쓰이는 컴포넌트 다이어그램이다. 설치된 프로세서는 8비트 VID 코드를 VRD로 제공하게 되는데 이것은 디코딩 된 것이며 프로그램된 출력 전압에 쓰인다. 1개의 멀티페이즈 PWM 컨트롤러는, 채널당 전류 검사 데이터를 제공받으며, 전압을 센싱하여 이것을 프로세서 코어에 전력을 공급하는 전력 스위칭 레귤레이터 컨버터 뱅크에 동기 신호를 보내는 명령어로 쓴다. (몇몇 최근 디자이너들은 이들 레귤레이터의 기능을 컨트롤러에 내장시켜추가적인 외장 부품의 필요성을 줄인다. - 단가와 공간 절약의 최적화) 이들 레귤레이터는 게이트의 on/off를 위해 산화금속 전계효과 트랜지스터 (MOSFET) 게이트에 요구되는 특정 스위칭 주파수 (보통 1kHZ 이하에서 1Mhz 영역정도로 프로그래밍 가능한) 신호 운용 전류를 제공하는데 이것은 과도 응답 주기와 모든 프로세서 작업 상황 때 특정 Vcc 전압을 관리하고 만드는데 요구된다.

각각의 페이즈는 1개의 스위칭 레귤레이터와, 최소 2개의 MOSFET들과, 몇몇 다른 관련 보조 컴포넌트 (주로 인덕터와 캐패시터) 들을 요구한다. 비록 이들 컴포넌트 값의 적절한 선택은 이 게시물에서는 논외의 것이지만, 당연한 이치인 - "다다익선" 은 확실히 이 상황에서는 통용되지 않는다. 예를들어, 광적인 집착으로 인한 기본 전압 레귤레이션 회로의 변조로 별도의 캐패시터 추가는, 취미 활동에 기반하여 잘못된 변경을 한다면 그것은 득보다는 실이 많게 마련이다. 왜 저런 변화를 시도하는가에 대해 이해하는 것은, 현재의 (실제론, 약간 예전부터) 모든 "전압 강하 문제" 에 대한 불안감에 휩싸여 부정적인 고려를 하는 것을 생각하면 그렇게 어렵지 않은데 오늘날의 메인보드에서는 널리 퍼진 문제이다. 우리는 이제 왜 전압 강하가 존재하는가에 (그래고 왜 이것이 필요한가) 대해 당신에게 더 좋은 설명을 하기 위해 여기 있으며, 잘 설계된 메인보드에서 이 문제를 "고치기 위한" 처절한 노력이 담긴 것을 사기 위해 당신의 지갑을 터는 것보다 나을 것이다.


디자인 사양과 엔지니어링의 결정

마이크로 프로세서의 부하 전류 상황이 바뀜에 따라 이제 싱글 페이즈 레귤레이터는 가능한 솔류션 사용은 더이상 사용 가능하지 않다. 레귤레이터 디자인은 비용효율이 높고, 발열 분산에 효과적이며, 효율 면에서 오늘날 멀티페이즈 컨버터만이 대세인 실정이다. 주의할 것은 페이즈의 갯수 사용은 디자이너의 결정에 따른 것이다. - VRD 설정은 이 사양에 포함되지 않는다. 대부분의 여론에서 힘을내는 매니아들은 많은 페이즈 갯수는 더 높은 Vcore (Vcc) 전송 안정성을 가진다고 말한다. - 이 잘못된 생각은 메인보드 디자이너와 회사 마케팅 리더들의 콧대를 너무 높게 해버렸다. (실제적인 1페이즈의 고성능 디자인을 제조하는 것보다 메인보드에 더 적은 전력 공급을 하는 페이즈를 여러개 후려쳐버리는 것이 더 싸다.) 적합한 전력과 그라운드 면 배치, 효과적인 신호 선로와 회로간 신호 분리 비교, 선택, 위치 와 알맞게 정해진 컴포넌트의 캐패시티 양과 전체적인 설계원리와의 비교 등을 포함하기 위해 레귤레이션의 품질은 디자인의 강건성에 의존하는 경향이 있다. 이런 것 때문에, 디자인과 잘 개발된 5페이즈 솔류션의 도입은 대부분의 상황에서 "더욱 작게 튜닝된" 8페이즈 솔류션보다 더 빛을 발한다.

멀티페이즈 컨버터에서 각각의 채널의 스위칭은 다른 페이즈 채널이 됨과 동시에 다른 페이즈가 나가게 된다. 예를들어, 5페이즈 컨버터에서는, 각각의 채널은 1/5 사이클 간격으로 스위치되어 한 채널이 끝나면 그 다음 따라오는 채널이 1/5 싸이클을 맡게 된다. 그결과, 다 합치게 되면, 5페이즈 컨버터가 합치게 되면 잡음 주파수가 다른 1페이즈의 잡음 주파수보다 5배 커지게 된다. 게다가, 합쳐진 인덕터 전류의 최대치-최대치간 증폭 (Equation 1에서) 은 페이즈의 수에 따라 균형적으로 줄어들게된다. 증가된 잡음 주파수와 낮아진 잡음 증폭이 의미하는 것은 디자이너가 어떠한 성능 사양에서도 채널당 낮아진 인덕턴스(L) 와 낮은 최대 출력 캐패시턴스(C)를 사용할 수 있다는 것을 의미하며, 디자이너에게 좀 더 싼 단가의 출력 캐패시터를 사용할 수 있게 하는 선택권을 주게 한다. 이런 사정은 왜 메인보드 디자인 회사들이 많은 페이즈 디자인을 하려 하는지에 대한 명확한 답변이 된다. - 그러나 이것이 정말 엔드 유저에게 이득이 될까?

그림 2는 프로세서의 전류 요구에 반응하여 발생하는 회로와 타이밍 신호를 그리고있다. 각각의 PWM 출력 상태는 각기 다른 에러 증폭 출력 신호와 각기 페이즈의 전류 수정 신호 사이의 차이에 의해 운용된다. 각 PWM 시간 사이의 초기에는, 이 신호는 내부 모듈레이터 파형과 비교되며 만약 검출된 전압이 모듈레이터 파형 전압보다 낮다면, PWM 신호는 Low(OFF)를 명령한다. 신호는 이때 적당한 MOSFET 드라이버에게 보내지는데, 이것은 PWM 신호의 low 상태를 검출하며 상위 MOSFET을 끔과 동시에 low 동기화 MOSFET를 켜게된다. 신호 전압이 모듈레이터 하한선을 넘어가면, PWM 출력은 high 상태로 전이된다. - 동기화 MOSFET를 low 상태로 꺼버리고 high 상태로 상위 MOSFET을 켜게 된다. (high 명령을 주었을 때.) 이 PWM 신호는 신호 전압이 모듈레이터 하한선을 다시 넘어 성공적인 사이클 샘플링 주기까지 갈 때까지 high로 남아있게 된다. 각 채널의 전류 출력부하로 공급될 때 합쳐지는데, 이경우에는 공급원이 마이크로 프로세서라고 볼 수 있다. 5페이즈 디자인에서는, 만약 각각의 상위 MOSFET이 최고 30A의 전류를 처리할 수 있는 능력이 있다면 이때 부하시 총 최대 가용 전류 양은 약 5*30A 아니면 150A이다. 각 페이즈의 인덕터는 저항처럼 작동하여 에너지를 전기장에 저장하는 것을 도와주어 전류 흐름의 갑작스럼 변화에 상응하여, 전류 스파이크에 의해 프로세서가 해를 입는 것을 방지하는 효과를 가져온다. 출력 캐패시터는 추가적인 전류를 즉시 공급하여 언제든지 부하시의 크고, 거의 순간적인 전류 변화에 대응하는 작업을 한다. - 안정성 확보를 위해.


Vcc(vCore)와 Vdroop 설명

부하선 droop (이나 Vdroop)는 Intel 고유의 전력 공급 디자인이다. 균형잡힌 전류는 모든 활동 채널을 거쳐 평균 전류가 부하선 레귤레이션 저항 RFB로 흐른다. 결과치 전압은 RFB를 지나면서  출력 전류를 균형적으로 맞추기 위해 약간 떨어지는데, 출력 전압의 droop는 정상상태 값을 효과적으로 맞추기 위해서이다. Equation 2는 RFB의 값을 구술하는데 A) 전력 전송 페이즈의 갯수와 B) DCR로 알려진 인덕터에 쓰이는 평균 직렬 저항 에 기반한 Intel의 (RLL의 전압원인) VRD 사양에 만족하게 선택되어야 한다.

당신 속에 있는 제일 첫 질문은 아마 왜 모든 상황에서 전압 강하가 발생하는가 일것이다. 실제적으로, 거의 모든 경우 디자이너는 추가적인 강하가 있더라도 더 단가에 유리한 솔류션으로 설계하는 것을 선택한다. 강하는 출력 전압 스파이크를 줄여 빠른 부하/전류 변화를 초래한다. 스파이크의 크기는 부하 스윙의 크기와 같으며 출력 캐패시터가 ESR/ESL 중 하나로 선택되게 된다. (Vccmin 부하선에 제한되는) 주변의 상위 사양 제한 주변의 무부하 전압(VNL) 레벨을 정하면, 큰 음방향 스파이크가 최저 제한을 넘기지 않고 나올 수 있다. 잘 제어된 출력 임피던스(RLL) 추가로, 부하시의 출력 전압은 효과적으로 '등급이 바뀌어' 내려가 큰 양방향 스파이크가 최고 사양 제한에 걸리지 않고 나올 수 있다. (시스템이 고부하 상황일 때 같은 상황) 이것은 CPU부하가 커질 때 음방향 스파이크를 줄이며 낮은 CPU 부하일 때에는 반대로 양방향 스파이크를 줄일 수 있다. 결과적으로 시스템의 동작점은 항상 Vccmin과 Vccmax 안에 있다. (비록 Vccmax를 벗어난 짧은 이탈도 디자인상 생길 수 있다.)

Icc가 0A부터 Iccmax (이 예제에서는 125A를 쓴다.) 까지 다양한데, 이 Icc로 Vccmax, Vcctyp (typical) 와 Vccmin 소켓 부하선을 생성시킨다. (Vccmax는 최고 DC 소켓 부하선을 생성하는데 Vccmin은 최소 AC와 DC 제한 폭을 생성한다.) 이 결과들은 아래 그림 3에 방정식과 함께 나와있는데, Intel 전력 전송 디자인 사양에서 바로 따온 것으로, 이 표 생성에 쓰였다. 그림 4는 이 데이터 표의 도식적 표현이다. 이것은 출력 전압이 출력 전류에 맞추어 어떻게 전력 전송 회로가 표현되는지에 대한 좋은 표현이다.

정의 용어집 :

ICC - 프로세서 전류.
RLL - 부하선 저항 : 전압강하/전류 단계의 비율로 정의된다. 이것은 부하선 기울기이다. 이 문서에서, 부하선은 최소한 다른곳에 언급되어 있지 않다면 소켓에 언급되어 있다.
TOB - Vcc 레귤레이션 허용오차 대역 : 이것은 온도, 제조상 변수, 그리고 연식과 교차되는 전압 레귤레이터의 3-σ 전압 변수이다. 꼭 컴포넌트 선택을 통한 디자인에 대해 통용된다. 프로세서 최대 전류와 최대 VID레벨로 정의된다.
VCC - 프로세서 코어 전압
VID - 전압 증명 : 프로세서에서 공급받는 코드로써 프로세서 Vcc 면에서 전달되는 기준 출력 전압을 결정한다. 0A 때와 허용오차 영역인 +3-σ에서는, VID는 프로세서의 전압이다.

정확한 프로세서 전력과 전류 결정

그림4는 새롭고, 혁신적인 방법으로 CPU 전력과 전류를 주파수/전압의 혼합 형식으로 주어진 변수에서 그래픽적으로 표시하였다. 조잡한 수학적 관계 기반으로 측정된 결과 대신에, 이 방법은 우리에게 경험적 데이터와 직관에 의한 물리 공식으로 더 쉬운 비교를 가능하게 했다. 기본 설정에서의 몇몇 초기 정보를 처음 수집하는 것은 모든 시간 모든 부하 상황에서도 정확하게 프로세서의 전류와 전력을 계산할 수 있는 가능성을 만들어준다. 사실, 이 방식을 하드웨어 감시 루틴처럼 도입하는 것은 프로세서의 모든 감시 가능한 전류와 전력이 실시간으로 감시될 수 있다!

프로세서의 전류와 전력을 계산하는 것은 아래의 과정 A와 과정 B를 따라하면 아주 쉽다. 대체책으로, 당신은 데이터 엔트리가 포함된 (차후 추가될) MS 엑셀 파일을 다운받을 수 있다. - 결과는 자동적으로 표시된다. 자동화 유틸리티/툴도 또한 개발중이어서, 곧 사용 가능할 것이다.

1. 시스템을 기본 주파수와 Auto VID로 부팅하라. 이 때 오버클럭을 하면 안된다.

2. 프로세서를 풀 로드로(모든 코어에 100% CPU사용률) 하고 메인보드에서 실제적으로 공급하는 Vcc와 비교해 보아라.

3. 2단계에서 읽힌 전압을 설치된 프로세서의 VID에서 빼라. - 이것은 전압 강하(Vdroop)를 감시하는 것이다. 기본 VID는 CPU 박스의 확인 레이블에서 읽을 수 있거나 BIOS에서 게시될 수도 있다. VID는 프로그램된 전압이며 실제 공급 전압이 아님을 주의하라.

4. 2단계에서 읽힌 전압으로 프로세서의 TDP를 나누어라. - 이것은 프로세서의 전류를 A단위로 알기 위함이다.

5. 4단계에서 얻은 프로세서의 전류를 VRM 부하선 임피던스(RLL)로 곱하라. 주의 : 04B / 05A / 05B / 06 VR 설정에서의 RLL은 1.0 밀리옴이다. 04A VR설정에서의 RLL은 1.4밀리옴이다. 다른 오래된 VR 설정에서의 RLL은 인텔 데이터 시트를 참고하라.

6. 3단계에서의 (감시당한 전압강하량 Vdroop) 값을 1000배한 수치에서 4단계에서의 값을 빼라. - 이것은 메인보드/CPU 에서의 TOB(mV)를 구하기 위함이며 테스트를 완료하기 위해 쓰인다. 이 값은 CPU와 메인보드가 작동 중일때만 쓰이며 부분적인 결과를 만들어내기 위해 쓰인다. - 만약 둘중 하나의 컴포넌트가 바뀐다면 단순하게 새 하드웨어와 함께 이 과정을 반복하면 된다.

구해진 TOB는 0에서 메인보드에 쓰이는 VR 설정의 기본 TOB의 2배 사이에 있어야 한다. - 만약 당신이 잘못된 값을 읽었거나 수학적인 오류를 만들었다면, 다시 해야한다. 구해진 TOB 값은 이 하드웨어 조합이 바뀌거나, 가지고 있는 시간이나 (구동가능시간), 시스템 온도나, 다른 외부 요인이 바뀌어도 약간의 변수만 바뀔 뿐이다. 최상의 방법은 감시된 TOB값을 계산하기 전에 언제나 가능할 때 오버클럭된 시스템의 값을 구해 놓는것이 편하다.

이제 우리는 TOB 관측 값을 알면 몇몇 간단한 추측으로 PWM 컨트롤러의 오프셋 전압을 계산할 수 있다는 것을 알았다. : A) VID 디코드 네트워크에서의 DAC 에러는 본질적으로 0이며, B) Vcc 전력 전송 회로는 (평균 부하선 방정식을 이용하여 정의될 수 있는) 이상적인 디자인 같이 작동하며, C) 설정된 오프셋은 기본 주파수와 기본 VID에서의 풀로드에서 정의된다는 것이다. 예를들어, 과정 A에서의 결과가 9mV이며 기본(읽기에는 보통.) TOB는 우리 플랫폼 기준 16mV라고 가정하자. 이것은 7mV의 차이를 만들어내는데, 이것은 가능한 방향이다.(9mV 전압강하는 16mv 전압강하보다 적으니까.) 우리가 이전에 설정한 값에 기반하면 이 디자인은 실제적으로 7mV의 전압강하으로 감소되는 것이다! 이것은 직관적으로 생각한 것에 한방 먹이는 것으로 보이며, 특히 많은 시간을 그들의 운을 탓하며 전압강하를 보는 이들에게는 충격이다.

주의 : 먼저 과정 A를 끝내야 한다. - 이것을 계속하기 전에, 위에 있는 TOB (오프셋 전압) 관측값을 결정해야한다.

1. 시스템을 아무 주파수/전압 조합으로 부팅 시켜라.

2. 프로세서를 풀 로드로(모든 코어에 100% CPU사용률) 하고 메인보드에서 실제적으로 공급하는 Vcc와 비교해 보아라.

3. 단계 2에서 읽은 전압을 (BIOS에서 선택된) 설치된 프로세서를 위해 프로그램된 전압에서 빼라. - 이것은 전압 강하(Vdroop)를 관측하기 위함이다.

4. 3단계에서 찾은  (Vdroop 관측값인) 값을 1000배하여 (과정 A에서 찾은) TOB 관측 값을 빼라.

5. 4단계에서 나온 값을 VRM 부하선 저항 (RLL)으로 나누어라. - 이 값은 테스트한 주파수/전압에서의 프로세서 전류 관측값이다.

6. 단계 5에서 얻은 프로세서 전류와 단계 2에서 측정된 Vcc 값을 곱하라 - 이것은 프로세서 전력 관측값이다.

이 방법에서 얻은 값으로 얼마나 (방정식 5에서 정의된)전통적인 전력 계산 방법과 오차가 있는지 비교해보아라.

Pf는 최종 전력이며, Po는 초기 전력(TDP), Vf는 최종 전압, Vo는 기본 VID에서의 실제 전압, Ff는 최종 주파수, 그리고 Fo는 초기 주파수 (기본 프로세서 속도) 이다. 각기 변수는 상수만을 넣을 수 있다. (예를들어 주파수는 Mhz나 Ghz 등으로 표시 된다.) 비록 이런 방법이 더 많은 변수 정보를 수집해야 하더라도 결과치는 대충 들어맞는다. 우리는 우리의 결과가 실제값에 가깝다고 믿지만 최소한 지금에서는 이것을 증명하려는 욕망은 없다...

출처: http://www.thetechrepository.com/showthread.php?t=126

참고 문헌


Intersil, Document Number: FN9289.3 (14 February, 2007):
Four-Phase Buck PWM Controller with Integrated MOSFET Drivers for Intel VR10, VR11, and AMD Applications


위에는 PDF이고, 이사람이 ANANDTECH에 쓴 쿼드코어 요크필드 관련 글이 있는데, 이것도 도움이 될듯 합니다.

http://www.anandtech.com/cpuchipsets/intel/showdoc.aspx?i=3184&p=1

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